Основы построения тракта приема и фильтрации радиолокационных сигналов в местах радиолокации

Одной из возможных технических реализаций фильтра с колокольной АЧХ является многокаскадный резонансный усилитель, настроенный в резонанс на несущую частоту импульса.

Оптимальным фильтром при выполнении некоторых условий могут быть приемники других типов, несупергетеродинные. Достоинством супергетеродинных приемников является их высокая чувствительность. Поэтому в современных РЛС кругового обзора применяются только такие приемники.

1.2 Влияние технических параметров приемника на характеристики

МРЛ

Основными техническими параметрами приемника являются:           коэффициент шума;

полоса пропускания;

динамический диапазон;

коэффициент усиления.

Первые два параметра определяют чувствительность приемника Рпр.мин=kТШПпр. Влияние чувствительности приемника на дальность обнаружения РЛС известно из уравнения радиолокации. Чем меньше коэффициент шума приемника, тем больше дальность обнаружения РЛС. Такой же вывод относительно ширины полосы пропускания приемника Ппр был бы ошибочным. Отношение сигнал/шум на выходе приемника зависит от Ппр не монотонно. Эта зависимость качественно показана на рисунке 1.5. Максимальное значение отношения сигнал/шум имеет место при оптимальной ширине полосы пропускания приемника Попт.

                          с/ш

П опт

Рисунок 1.5-Зависимость отношения сигнал/шум приемника от Ппр

При уменьшении Ппр мощность шума на выходе приемника уменьшается, однако мощность сигнала также уменьшается, поскольку все большая часть его спектральных составляющих оказывается вне полосы пропускания приемника. Отношение сигнал/шум при этом уменьшается.

При увеличении Ппр мощность сигнала на выходе приемника увеличивается незначительно, так как в полосу пропускания приемника дополнительно попадают боковые лепестки спектра сигнала, уровень которых мал. Мощность же шума продолжает расти так же быстро, как и ранее, поскольку его спектральная плотность является постоянной величиной. В результате отношение сигнал/шум на выходе приемника опять уменыпается.В связи с этим в приемниках РЛС выбирают Ппр близкой к Попт.

Из-за ограничения сигналов, наступающего вследствие насыщения приемника, напряжение на его выходе не может быть больше некоторой максимальной величины.

Отношение максимально возможной амплитуды выходного сигнала при отсутствии ограничения к уровню собственного шума на выходе приемника называют его динамическим диапазоном.

Ограничение сигналов в приемнике отрицательно сказывается на помехозащищенности РЛС. При наличии достаточно мощной помехи полезный сигнал в результате ограничения может быть полностью подавлен. Очевидно, что чем шире динамический диапазон приемника, тем выше помехозащищенность радиолокационной станции.

Коэффициент усиления приемника не влияет на качественные показатели обнаружителя. Объясняется это тем, что изменение коэффициента усиления одинаково сказывается на амплитудах и полезного и мешающего сигналов и не приводит к изменению отношения сигнал/помеха. Однако это справедливо лишь при линейной обработке сигналов. Если же коэффициент усиления выбран так, что в приемнике наступает ограничение, то, как видно из рисунка 1.6, помехозащищенность РЛС резко падает. Минимальное значение коэффициента усиления приемника определяется чувствительностью индикатора.

Нестабильности параметров приемника уменьшают коэффициент корреляции пассивной помехи и снижают тем самым качество ее компенсации. Произведем оценку влияния нестабильности некоторых параметров приемника.

А. Влияние нестабильности частоты местного гетеродина.

Из-за отклонения частоты местного гетеродина от номинального значения происходит дополнительный набег фазы его колебаний

θмг = 2πΔfмгtн ,                                          (1.8)

где Δfмг -случайное отклонение частоты местного гетеродина;

tн-время, в течение которого происходит дополнительный набег фазы.

В РЛС с различными видами когерентности величина tн принимает различное значение.

Дополнительный набег фазы колебаний местного гетеродина приводит к тому, что вычитающиеся импульсы пассивной помехи оказываются сдвинутыми по фазе один относительно другого на угол θмг. Остаток вычитания будет равен

ΔU= Usin θмг                       (1.9)

При хорошей компенсации пассивной помехи угол θмг мал, так что последнее выражение можно записать в виде приближенного равенства

                                              ΔU ≈ Uθмг                                                                        (1.10)                                                                                         

Разделим обе части этого равенства на и и возведем их в квадрат. Затем, усреднив, получим соотношение для среднего относительного квадрата остатков помехи

                     ΔU2/U2=σ2 θмг                                                             (1.11)                                                                                 

где σθмг -среднеквадратическое значение флюктуаций фазы колебаний

местного гетеродина.

Б. Влияние нестабильности частоты когерентного гетеродина

При обнаружении сигналов на фоне пассивных помех, как известно, вместо амплитудного детектора применяется фазовый детектор. Опорное напряжение для фазового детектора формирует когерентный гетеродин.

Такая перестройка схемы обработки позволяет преобразовать некогерентную пачку отраженных импульсов в когерентную путем исключения случайной начальной фазы зондирующих импульсов.

Поскольку выходное напряжение фазового детектора зависит от разности фаз входного и опорного колебаний когерентного гетеродина эквивалентны флюктуациям фазы входного напряжения, то есть напряжения помехи. Следовательно, влияние нестабильности частоты когерентного гетеродина аналогично влиянию нестабильности частоты местного гетеродина. Обозначая σθмг - среднеквадратическое значение флюктуаций

фазы колебаний когерентного гетеродина, запишем

ΔU2/U2= σ2θмг                                 (1.12)

В. Влияние нестабильностей коэффициента усиления приемника и времени задержки сигналов

Пусть в результате флюктуаций коэффициента усиления приемника вычитающиеся импульсы на входе устройства компенсации имеют амплитуды KUвх и (К + ΔК)Uвх. Относительная величина остатка будет равна

                ΔU/U=(K+ΔK)Uвх -kUвх /kUвх = ΔK/K             (1.13) 

После возведения в квадрат и усреднения получим

                                   ΔU2/U2 = σ2k/K2                                              (1.14)          

где σk -среднеквадратическое значение флюктуаций коэффициента усиления.

Флюктуации времени задержки сигналов будут сказываться на компенсации пассивной помехи так же, как нестабильность периода повторения зондирующих импульсов. Поэтому запишем

                ΔU2/U2=πσt2 /τu2                                                                             (1.15)                    

где, σt -среднеквадратическое значение флюктуаций времени задержки сигналов.

Полученные соотношения позволяют предъявить требования к стабильности параметров приемного тракта с точки зрения обеспечения заданной помехозащищенности РЛС от пассивных помех.

1.3 Требования, предъявляемые к приемнику

Требования к приемнику обосновываются исходя из следующих соображений: приемник должен вычислять модульное значение корреля­ционного интеграла Zi, что с учетом некогерентного накопления в индикаторном устройстве обеспечит квазиоптимальную обработку отраженных сигналов.

Чувствительность приемника должна быть достаточно высокой для обеспечения требуемого энергетического потенциала станции. Динамический диапазон и стабильность параметров приемника должны обеспечивать требуемую помехозащищенность РЛС. Коэффициент усиления приемника должен быть достаточным для обеспечения хорошей наблюдае­мости сигналов на экранах индикаторного устройства.

2. УСТРОЙСТВА ЗАЩИТЫ МРЛ ОТ ПОМЕХ

Необходимым условием высокой помехозащищенности является достаточно широкий динамический диапазон ее приемного тракта. Известно, что для расширения динамического диапазона приемника могут применяться логарифмические усилители и системы автоматической регулировки усиления (АРУ).

Одним из существенных недостатков логарифмических усилителей является зависимость времени задержки сигнала от его амплитуды [1,2]. Это явление приводит к дополнительной декорреляции пассивной помехи в каскадах приемника и уменьшает помехозащищенность станции. Наличие указанного недостатка препятствует применению логарифмических усилителей в приемниках РЛС кругового обзора. Для расширения динамического диапазона приемников этих РЛС применяются в основном системы АРУ.

2.1 Построение системы автоматической регулировки усиления

приемника

Структурная схема системы АРУ показана на рисунке 2.1. При увеличении напряжения помехи на выходе УПЧ увеличивается регулирующее напряжение на выходе детектора АРУ. Это напряжение после усиления и фильтрации подается на управляющую сетку лампы УПЧ. Рабочая точка лампы сдвигается влево (регулирующее напряжение имеет отрицательную полярность), в область меньшей крутизны анодно-сеточной характеристики, в результате чего коэффициент усиления УПЧ уменьшается и ограничение сигналов не наступает.

Рисунок 2.1-Структурная схема системы АРУ

       Для обоснования некоторых требований к              АРУ рассмотрим ее

основные динамические свойства. Напряжение на              выходе УПЧ с АРУ запишем в виде

Uвых(t)=КUвх(t),                                     (2.1)

где К-коэффициент усиления УПЧ, являющийся функцией регулирующего напряжения Up(t)

Будем для простоты считать, что в цепи АРУ включен однозвенный ЯС - фильтр, а детектор АРУ является линейным. В этом случае

  Up (t)=( β/TД+1 )Uвх(t)                                                             (2.2)                                                                                            

где Д= d/dt оператор дифференцирования;

           T=RC- постоянная времени фильтра;

                              β- коэффициент усиления ветви обратной связи (от точки 1 до точки 2 на рисунке 2.1).

          Зависимость коэффициента усиления от регулирующего напряжения аппроксимируют прямой линией (рис.2.2).

K = K0 (1 - Up /Uрм)  =  K0 – αUP                                                    (2.3)      

где К0 -коэффициент усиления УПЧ при Uр = 0',

      Uрм -регулирующее напряжение, при котором коэффициент усиления УПЧ обращается в нуль;

α =   K0 /Uрм- крутизна регулировочной характеристики УПЧ.

Рисунок 2.2-Зависимость коэффициента усиления от регулирующего напряжения

Подставляя выражения (2.3) и (2.2) в (2.1), получим уравнение, описывающее процессы в системе АРУ

В установившемся режиме (при t→ ∞) напряжение на выходе УПЧ будет равно

Uвых(t)=K0/1+β*Un              (2.4)

Коэффициент усиления УПЧ в установившемся режиме

                       K=Uвых(t)/Un=K0/1+β=K0/1+αβUn                                   (2.5)                                                    

Тем меньше, чем больше амплитуда помехи. Это, как уже отмечалось, позволяет избежать ограничения в каскадах УПЧ в более широком диапазоне амплитуд входного напряжения.

Рассмотрим теперь прохождение полезного сигнала через УПЧ с АРУ.  Начиная с момента t = t1, уравнение системы имеет вид

                                       T(dUвых(t)/dt)+(1+αβUсп)Uвых(t)=K0 Uсп              (2.6)

Решением этого уравнения является функция

Uвых(t)=U0+U1exp{t-t1/τ1}                (2.7)

где   U0=K0/1+αβUcn ( значение   U0 нетрудно получить из (2.8) при t→ ∞);

Поскольку Uсп ≈ Un то будем считать τ1 ≈ τ .

Величину U1, найдем из начальных условий. В момент времени t=t1 переходные процессы в системе АРУ еще не начались, следовательно,

                      T×dUвых(t)/dt+Uвых(е)[1+αβUвх]=K0Uвх(t)                                                   (2.8)                

Предположим, что на вход приемника с момента времени t = t0 воздействует немодулированная помеха с амплитудой Un. В некоторый момент t1  ≥ t0 приходит полезный сигнал с амплитудой Uс. Для упрощения будем считать, что между помехой и сигналом отсутствует интерференция и происходит арифметическое сложение их огибающих. Эти условия эквивалентны тому, что в момент t0 на АРУ подано возмущающее воздействие типа скачка величиной Un а в момент возмущение увеличивается до величины Uсп= Un +Uс.

Уравнение системы АРУ при возмущении типа скачка превращается в неоднородное дифференциальное уравнение первого порядка с постоянными коэффициентами.Решение его при нулевых начальных условиях имеет вид

                           Uвых(t)=K0Un×(1+αβUnexp{-(αβUn/T)})                               (2.9)                

где β = αβUn - эквивалентный коэффициент усиления ветви АРУ;

                                   эквивалентная постоянная времени системы АРУ.

Заметим, что длительность переходного процесса АРУ, определяемая эквивалентной постоянной времени τ, зависит от амплитуды помехи. Это обстоятельство является недостатком системы.

коэффициент усиления УПЧ определяется выражением (2.7). На входе УПЧ действует напряжение Uсп. Тогда напряжение на его выходе будет равно