Основы построения тракта приема и фильтрации радиолокационных сигналов в местах радиолокации

1.      ОСНОВЫ ПОСТРОЕНИЯ ТРАКТА ПРИЕМА И ФИЛЬТРАЦИИ РАДИОЛОКАЦИОННЫХ СИГНАЛОВ В МРЛ

Тракт приема и фильтрации является составной частью обнаружителя радиолокационных сигналов. Оптимальный обнаружитель обеспечивает наибольшую дальность обнаружения цели при заданных значениях вероятностей правильного обнаружения и ложной тревоги. Структурная схема оптимального обнаружителя показана на рисунке 1.1.

Рисунок 1.1-Структурная схема оптимального обнаружителя

Отраженный от цели сигнал подается на вход оптимального фильтра одиночного импульса (ОФОИ), который формирует на своем выходе корреляционные интегралы Zi. Когерентный накопитель осуществляет когерентное суммирование Zi в пределах всей пачки импульсов. В пороговом устройстве результат накопления сравнивается с порогом. Если ∑ Zi окажется больше порога, то принимается решение о наличии цели, в противном случае - об отсутствии ее. Однокаскадные генераторы СВЧ современных РЛС формируют последовательность радиоимпульсов со случайной начальной фазой, которая является некогерентной. Однако обработку пачки отраженных импульсов можно при этом сделать когерентной. Для этого нужно случайную начальную фазу каждого излученного импульса запомнить с помощью специального когерентного гетеродина, а затем путем преобразования частоты либо фазового детектирования исключать ее из фазы отраженного импульса. После этого возможно когерентное накопление . Таким образом, когерентный накопитель в современных РЛС принципиально реализуем.

Как следует из рисунка 1.1, когерентный накопитель производит когерентное суммирование оптимально обработанных импульсов, поступающих от каждой цели. При этом для каждого значения радиальной скорости цели число узкополосных фильтров определяется при простом зондирующем сигнале скважностью сигнала.

Q=Tn ∕ iu              (1.1)

Радиальная скорость цели (или доплеровская частота отраженного от нее сигнала) также заранее неизвестна. Поэтому когерентный накопитель должен быть многоканальным по скорости. Количество каналов по скорости должно быть примерно равно количеству импульсов в отраженной пачке. Общее

количество узкополосных фильтров когерентного накопителя равно        

При N=10, T=3×10-3 с, τu=1мкс это составит 3×104 каналов. Когерентный накопитель является сложным и громоздким устройством. Поэтому в настоящее время он применения пока не нашел. Вместо него применяется некогерентный накопитель. Структурная схема обнаружителя при этом принимает вид, показанный на рисунке 1.2. Такой обнаружитель называют квазиоптимальным. Достоинством его является простота технической реализации. В то же время эффективность его близка к эффективности оптимального обнаружителя, поскольку потери в отношении сигнал/шум из-за неполной оптимальности равны лишь потерям на некогерентное накопление.

                                                                                                                                                                  ДА

                                                                                                                                                                 НЕТ

Рисунок 1.2- Структурная схема квазиоптимального обнаружителя

В качестве накопителя используется электронно-лучевой индикатор, экран которого обладает достаточно длительным послесвечением. Таким индикатором чаще всего бывают индикаторы кругового обзора (ИКО).

Задача формирования модульного значения корреляционного интеграла возлагается на приемник с амплитудным детектором (рисунок 1.3).

     y(t)                                 Zi                                           ∑‌‌‌‌ Zi‌

                                                                                                                               ДА

Рисунок 1.3-Структурная схема приемника с амплитудным детектором

Сравнение результата накопления с порогом производит оператор, он же принимает решение о наличии или отсутствии цели. Обычным режимом работы РЛС нужно считать работу в условиях воздействия на нее различного рода помех. Если задачу синтеза квазиоптимального обнаружителя решить с учетом этого факта, то окажется, что такой обнаружитель должен содержать еще и устройства помехозащиты,

‌‌‌‌Zi‌

∑‌‌‌‌ Zi‌

Zi

y(t)

В состав тракта приема и фильтрации сигналов входят приемник и устройства защиты от помех, а также антенна и часть фидерной системы, участвующая в канализации энергии принятых сигналов от антенны к приемнику.

1.1 Синтез структурной схемы оптимального приемника

Оптимальный приемник должен формировать модульное значение корреляционного интеграла одиночного импульса. Исходя из этого и решается задача синтеза.

Пусть ожидаемый импульс в пределах его длительности можно записать в виде

x(t)=X(t)cos[ω0t+γ(t)]                                    (1.2)

Входящие в (1.2) величины всегда можно представить следующими выражениями:

х(t)= х1(t)х2(t) например, х1(t)=1; х2(t)=х(t); ω 0 = ω1+ω2; γ(t)= γ1(t)+γ2(t)

Используем этот прием и введем функции

x1(t)=X1(t)соs[ω1t+γ1(t)];                                       (1.3)

x2(t)=Х2(t)сos[ω2t+γ2(t)].              (1.4)

Произведение этих функций с точностью до слагаемого разностной (так называемой, зеркальной) частоты ω1-ω2 и несущественного множителя 0.5 дает функцию (1.2), описывающую ожидаемый импульс

x1(t)х2(t)=0.5Х1(t)Х2(t)соs[ω0(t)+ γ(t)]+0.5Х1(t)Х2(t)соs[(ω1-ω2)t+γ1(t)- γ2(t)] (1.4)

Допустим, что слагаемые в правой части (1.4) имеют неперекры- вающие спектры (на практике это выполняется соответствующим выбором частот ω1 и ω2). Тогда колебания х(t) можно получить путем фильтрации произведения x1(t)х2(t) с помощью фильтра, который не искажает колебания в полосе частот первого слагаемого (1.4) и подавляет спектральные составляющие вне этой полосы (в том числе и по зеркальному каналу).

Пусть импульсная характеристика такого фильтра описывается функцией

                                                     V(t)=2х3(t-t0),                                           (1.5)

где t0 характеризует время задержки сигналов в фильтре, а коэффициент 2 компенсирует действие множителя 0.5 в выражении (1.4)

Тогда ожидаемый импульс можно представить в виде

                                                                                                                                                                                           ∞

                                    x(t)=2 x(t) = 2 ∫ x1 (s) x2(s)x3 (t- t0- s )ds.                              (1.6)

Обозначим функцию, описывающую принятый импульс, y(t) и с учетом (1.6) запишем выражение для модульного значения корреляционного интеграла

                                   │zi│=│∫ y(t)2 ∫ x1 (s) x2 (s) x3(t- t0- s )dsdt│=             

                                    =│∫ x1 (s) x2 (s) [ 2 ∫ y(t) x3(t- t0- s )dt]  ds │=              (1.7)

                                    = │∫ x1 (s) y2 (s) x2 (s)ds│= ∫ y2 (s) x2 (s)ds

где     y2 (s) = y1(s) x1 (s),

          y1(s) = 2 ∫ y(t) x3(t- t0- s )dt.

Вычисление корреляционного интеграла (1.7) можно произвести в следующем порядке:

1)     Вычисляется y1(s);

2)     Вычисляется у2 (s);

оо

3)     Вычисляется корреляционный интеграл zi= ∫   y2(s)x2(s)ds;

-оо

4)     Вычисляется модульное значение этого интеграла.

Первая операция может быть реализована с помощью фильтра, вторая-с помощью умножителя, третья- также с помощью фильтра, четвертая- путем детектирования. В частном случае, если положить

ω2 = ωпр ;  ω1 = ω0 - ωпр ;

Х2(t)=Х(t); Х,(t)=1;       γ2(t)=γ(t) ; γ1(t)=0,  

то указанные операции сводятся к следующему (рис. 1.4):

1.Фильтрация колебаний высокой частоты с помощью входной цепи и УВЧ, импульсная характеристика которых описывается выражением (1.5).

2.Преобразование частоты сигнала с помощью гетеродина, частота колебаний которого ω1 = ω0 - ωпр, амплитуда и фаза не модулированы.

3.Фильтрация сигнала с помощью согласованного УПЧ.

4.Детектирование с помощью линейного детектора.

Рисунок 1.4-Структурная схема вычисления корреляционного интеграла

Таким образом, рассмотренный вариант оптимальной обработки импульса соответствует обычному супергетеродинному приемнику при условии, что амплитудно-частотная характеристика его УПЧ согласована со спектром импульса, ожидаемого на выходе преобразователя частоты. В отличие от когерентного гетеродина гетеродин приемника принято называть местным.

В современных РЛС в качестве зондирующих импульсов применяются в основном близкие к прямоугольным импульсы без внутриимпульсной модуляции. Принципиально фильтр, согласованный с таким импульсом, технически реализуем. Однако с учетом требований к стабильности параметров фильтра он оказывается сравнительно сложным устройством. По этой причине в УПЧ применяются квазиоптимальные фильтры, очень простые по устройству и мало отличающие от оптимальных по эффектив­ности.

Примером квазиоптимального фильтра может служить полосовой фильтр со специально подобранной шириной пропускания. Фильтр с амплитудно-частотной характеристикой, близкой по форме к прямоугольной, оптимизируется при П τи= 1.37 (где П-ширина полосы пропускания) и дает для рассматриваемого импульса проигрыш в отношении сигнал/шум всего 0.8дБ.

В РЛС широкое применение нашли наиболее простые фильтры с колокольной амплитудно-частотной характеристикой (АЧХ), которые при оптимальном выборе их полосы пропускания дают еще меньший проигрыш.