Радиолокация. Радиолокационные цели. ЭПР

Отраженный  от цели сигнал поступает из антенны на плечо 2 Ц1, затем на плечо 3, а после на плечо 1 Ц2 и через его выходное плечо 2 на ГР. Мощность сигнала недостаточна для зажигания ГР. Прямые потери сигнала в ГР составляют 0.3- 1.5Дб. Для дальнейших расчетов примем коэффициент передачи ферритового переключателя = 0.9.  
Рис.5. Функциональная схема антенного переключателя и  
устройство защиты приемника.  
6.Эквивалентнаясхема СВЧ-ограничителя.  
5.2.Проектирование устройства защиты приемника.  
В устройство защиты приемника входит разрядник приемника и диодный ограничитель. Основным недостатком диодных ограничителей является относительно небольшой динамический уровень импульсной мощности (100вт- 2Квт). Для устранения этого недостатка и объединения достоинств РПЗ и ограничителя используют разрядник- ограничитель. Он представляет собой сочетание РПЗ и следующего за ним диодного ограничителя. Разрядники- ограничители, не требующие никаких источников питания, выдерживают большие импульсные мощности ( 10Квт) и обеспечивают защиту приемника от всех возможных сильных сигналов. После ГР (газоразрядник) ставят резонансный СВЧ- ограничитель, включаемый в основную линию через отрезок линии l=(/4. Он представляет собой параллельное соединение разомкнутого шлейфа и последовательное соединение ограничительного диода и еще одного короткозамкнутого шлейфа L2.  
По таблице 4.8 стр. 209 [2] выберем разрядник- ограничитель MD- 80K12.  
=16.5 Ггц  
Праб/f0=6.09% - относительная полоса пропускания.  
Lпр= 0.9дБ - потери пропускания.  
Ри= 10Квт - импульсная мощность.  
Рср=10Вт - средняя мощность.  
Wп = 0.5 Дж - энергия тока разрядника.  
Долговечность = 2000ч.  
Длина = 21.3  
Масса = 80 г.  
5.3.Проектирование и расчет УВЧ.  
Исходные данные:  
F0=1.7510Мгц.  
В приемниках РЛС сантиметрового диапазона наибольшее распростронение получили однокаскадные РПУ на п/п диодах. В основном применяют двухчастотные регенеративные ППУ. В этих ППУ наряду с частотной накачкой Fнак, возбуждаемой вспомогательным генератором накачки, используют две рабочие частоты: сигнальную Fс и холостую Fх= Fнак - Fc, возникающую в процессе усиления.  
ППУ работают на отражении с общим входом и выходом и использует ферритовый циркулятор для разделения входных и выходных сигналов.  
1. Для обеспечения стабильности параметров РПУ, при изменениях в цепи, в качестве ферритового циркулятора применим пятиплечный циркулятор, построенного на основе Y-циркулятора ( с волновым сопротивлением W=50 Ом и потерей пропускания Lп0.4 дБ). В таком циркуляторе потери сигнала до входа РПУ равны Lп?= 2Lп= 0.8 дБ, на столько же ослабляется усиленный сигнал, проходящий из РПУ к выходу циркулятора.  
Афt = = Q+1 - 1  
Nпу min =()min =(1 - 1/Крпу)2/Афt  
Вычисляем оптимальное отношение частот:  
Аопр = - 1 = 2.9  
Соответствующий ему коэффициент шума:  
Nпу min = (1 - 1/20)(2/2.9) + 1 = 1.66 (2.15дБ)  
8.Определим значение холостой частоты fx. Чтобы получить максимально возможную полосу пропускания ПДУ, не применяя специальных элементов для ее расширения и упростить топологическую схему ДПУ, в качестве холостого контура используем последовательный контур, образованный емкостью Со и индуктивностью вводов Lпос.диода. Цепь входов холостой частоты замкнут разомкнутым четверть волновым шлейфом, подключенным параллельно диоду, и имеющим входное сопротивление близкое к нулю. В этом случае на холостой контур не влияют цепи сигнала и накачки, а также емкость корпуса диода Скор. Резонансная частота этого контура равна частоте последовательного резонанса диода.  
Fxo = = = 26.6 Ггц  
9. Отношение частот:  
А = fxo/fco =26.6/17.5 = 1.52  
Частота накачки:  
fнак = fс (1 + А) = 17.5(1 + 1.52) = 44.1 Ггц  
10.’’Холодный’’ КСВ сигнальной цепи ДПУ, который требуется обеспечить для заданного резонансного усиления:  
=R1/rпос э = (Q/A - 1) , где А = ?x/?o ;  
Q = 2.9  
= () = 6.5  
Требуемое сопротивление источника сигнала R1, приведенное к зажимам приведенной емкости в последовательной эквивалентной схеме (рис. 7).  
R1 = ?rисс э = 6.54.9 = 31.89 ом.  
Рассчитанные значения ?и R1 обеспечивают подбором согласующих элементов сигнальной цепи ДПУ, что обычно выполняют экспериментально.  
11. Для расчета полосы пропускания зададимся коэффициентами включения емкости в холостой (mвых х) и сигнальный (mвых с) контуры.  
mвых х = 0.5  
mвых с = 0.2  
Ппу = fco  
Ппу = 17500 = 115 Мгц.  
12. Определим необходимость мощности накачки ДПУ.  
По рисунку 5-27 [2] для Uo/? = 2.7/1.2 =2.25 и находим коэффициент q =0.4  
Pнак д - мощность накачки диода,  
Pнак д = ?Спер(Uo)?(Uc)(Uo+?)q  
Pнак д = 52830= 25 мвт  
Для fнак = 36.6 Ггц интерполяцией значений коэффициента:  
Pнак д =2.15  
Pнак = Pнак д Pнак д  
Pнак = 2.1525 мВт = 54 мВт  
Pнак = 54 мВт - мощность накачки , которую необходимо подвести к ДПУ.  
 
Рис. 8. Принципиальная схема ДПУ.  
5.4. Проектирование и расчет устройства подавления зеркального канала.  
В качестве УПЗК используются полосно - пропускающие фильтры (ППУ). Микроминиатюрный ППФ можно создать если в качестве резонатора использовать ферритовый образец из монокристалла железоиттриевого граната (ЖИГ) в виде обычно весьма малой, отполированной сферы. Сфера ЖИГ, помещенная в магнитное поле, в котором СВЧ поле и внешнее поле от электромагнита взаимно перпендикулярны, в силу физических свойств ферритов , резонирует на частотах ферромагнитного резонатора, равной :  
?= 3.5110Ho [Мгц], где Ho - напряженность внешнего магнитного поля -[A/M].  
Изменяя Ho можно в широких пределах перестраивать резонансную частоту.  
Исходные данные для расчета:  
рабочая частота ?- 17.5 Ггц.  
Полоса пропускания Ппр = 710Кгц.

Полоса заграждения  Пз = 4?= 140Мгц  
1. Рассчитаем требуемую напряженность внешнего магнитного поля Ho:  
?= 3.5110Ho Ho =  
Ho == 510А/M  
2.Для ферритовой схемы выбираем монокристалл ЖИГ с шириной линии ферромагнитного резонанса ?Н = 40А/M и намагниченностью насыщения ферритовой сферы Мо =1.410А/M.  
Определяем ненагруженную добротность ЖИГ резонатора:  
Qo = = = 11325  
3.Находим необходимое число резонаторов фильтра:  
n = (Lз? + 6)/20lg(Пз/Ппр)  
n = = = 0.5  
Примем n=1.  
4.Требуемая внешняя добротность ЖИГ резонатора обусловленная каждой петлей связи:  
Qвн о = (fo/Пз)ant lg[(Lз? + 6)/20];  
Qвн о =(17500/140)ant lg[(20+6)/20] = 441  
5.По рис. 4.33 [2] определяем для Qвн о = Qвн 1 = Qвн 2 - требуемые внешние добротности каждой петли связи.  
Qвн450 требуемый радиус петли связи в этом случае:  
r = 3rсф , а rсф = 0.6 мм. r =1.8 мм.  
Таким образом определены необходимые данные для конструирования ЖИГ резонаторов и петель связи, выполненных из ленточного проводника шириной 0.4 мм.  
6.По формуле : Ппр/?=1/ Qвн о , уточняем полосу пропускания двухрезонаторного ППФ:  
Ппр = 17500Мгц/450 = 39Мгц.  
7.По формуле Lo = 4.34 n Qвн о/ Q о  
рассчитываем потери на резонансной частоте:  
Lo =4.34/11325 = 0.34дб.  
8. Пологаем потери рассеяния на границах полосы пропускания , согласно Lo гр = 2.5 Lo = 0.85 дб.  
Тогда суммарное затухание фильтра на границе полосы пропускания :  
Lгр = 1+0.85 = 1.85дб.  
5.5. Проектирование и расчет преобразователя частоты.  
Наиболее важными требованиями , предъявляемыми к электрическим параметрам смесителей СВЧ, является: минимальный коэффициент шума, достаточная полоса рабочих частот, минимальная мощность гетеродина.  
Балансные смесители обладают некоторыми преимуществами перед однодиодными небалансными смесителями. Балансный смеситель (БС) работает при меньшей мощности гетеродина, имеет повышенную помехоустойчивость и позволяет уменьшить мощность гетеродина, прсачивающуюся в антенну. Однако можно использовать однодиодный небалансный смеситель.  
Исходные данные:  
fo = 17.5Ггц - рабочая частота.  
Шпч10 необходимо применить балансный ПЧ.  
fпч = 35Мгц - промежуточная частота.  
1.Выберем смесительные диоды и определим их параметры по таблице 7.1 [2].  
Используем тип ОБШ АА112Б в микростеклянном корпусе, имеющем, при  
Рг = 3мВт, потери преобразования Lпр 6дб, шумовое отношение = 0.85,  
rвых сд = 490...664 Ом и Fнорм 7дб,  
где Fнорм - нормированный коэффициент шума.  
2.Проектирование топологической схемы смесительной секции.  
Выбираем схему с согласующим короткозамкнутым шлейфом перед диодом. Волновое сопротивление четвертьволновых отрезков МПЛ в выходной цепи секции принимаем для низкоомных и высокоомных отрезков соответственно 20ом и 90ом.  
Рис.9 Топологическая схема микрополосковой смесительной секции с согласующими короткозамкнутым шлейфом lшл перед диодом:  
1- короткозамкнутый отрезок МПЛ для компенсации реактивной составляющей полной проводимости на входе отрезка l1.  
2 - диод в стеклянном корпусе.

3 - низкоомный  разомкнутый четвертьволновый шлейф.  
3.Проектирование СВЧ - моста.  
В балансном смесителе , предназначенном для малошумящего двухбалансного смесителя необходимо использовать синфазно- противофазные , т.е. микрополосковые кольцевые мосты. Однако учитывая относительно неширокую заданную полосу (Ппр= 853.5), целесобразно использовать квадратурный двухшлейфовый мост со сдвигом смесительных секций друг относительно друга на , поскольку с ним можно получить более компактную топологическую схему БС и МШДБС в целом (см. Рис. 10).  
 
Рис.10. Топологическая микрополосковая секция малошумящего двухбалансного смесителя.  
СД - однофазный делитель мощности пополам в виде Т соединения линий с согласующим четвертьволновым трансформатором на входе.  
КД - квадратурный делитель мощности пополам в виде квадратурного СВЧ - моста с согласованной нагрузкой в неиспользованном плече.  
5.5.1. Расчет и проектирование двухшлейфного моста.  
Исходные данные:  
fc=17.5Ггц.  
Подложка из феррита толщиной h=0.5мм имеет диэлектрическую проницаемость среды = 9 и tg угла диэлектрических потерь tg =0.005 , материал проводников - золото, проводящие линии имеют W=50.  
1)Определяем волновое сопротивление основной линии:  
Wл = W/ = 50/= 35.5ом. Для шлейфов Wш = W = 50 ом.  
2)По формуле W/h = (314/ W) - 1, находим ширину полоски основной линии:  
= ((314/ W) - 1)h = ((314/35.5) - 1) 0.5 = 0.97 мм.  
Шлейфов:  
= ((314/50) - 1) 0.5 = 0.55 мм.  
3)По формулам :  
= /,где - длина волны в линии,  
- длина волны в воздухе,  
- диэлектрическая проницаемость среды в линии,  
= 0.5[1+ + (- 1)/]  
Для основной линии:  
= 0.5[1+ 9 +(9- 1) /] = 6.61,  
и = 23/4= 2.23 мм.  
Для шлейфов :  
= 6.26,  
= 2.3 мм.  
4)Рассчитаем полные потери в основной линии и шлейфе моста. Для расчета потерь проводимости из таблицы 3.5 [2] находим удельную проводимость золота : = 4.110см/м и толщину слоя = 0.78 мкм.  
По формуле:  
Rп = 1/ = ,  
Определим поверхностное сопротивление проводника :  
- удельная проводимость проводника.  
= 2f - рабочая частота.  
=1.25610г/м - магнитная проницаемость в вакууме.  
= относительная магнитная проницаемость среды.  
Rп = 1/4.1= 0.031ом/м.  
Погонные потери проводимости МПЛ основной линии:  
= 8.68 Rп/W,  
= 8.680.031/35.5= 0.078 дб/см,  
и щлейфа:  
= 8.680.031/500.055 = 0.98 дб/см,  
Потери проводимости отрезка основной линии и шлейфа соответственно равны:  
?= = 0.0780.223 = 0.017 дб,  
?= 0.0980.23 = 0.023 дб.  
5)Аналогичным образом вычислим диэлектрические потери отрезкав МПЛ моста, используя формулу:  
=27.5  
Потери основной линии:  
?== 0.22327.3= 0.102дб.  
Потери шлейфа:  
?= 0.2327.3=0.115дб.  
Т.о. получено, что диэлектрические потери больше потерь проводимости (из за большой величины tg - угла диэлектрических потерь).  
6)Такие потери шлейфа и основной линии моста соответственно равны:  
?=?+?= 0.023 + 0.115 = 0.132дб = 0.015 Нп,

?= ?+?= 0.017 + 0.102 = 0.129 дб = 0.014Нп.  
7)КСВ входных плеч моста:  
=(2+3?+3?)/(2+?+?),  
=(2+33)/(2+0.015+0.014)= 1.07.  
Развязка изолированного плеча:  
L= 20 lg ?+?)/(?+?)],  
L= 35дб.  
Потери моста:  
L= 20 lg(1+?+?),  
L= 20 lg(1+0.015 +0.014) = 0.3дб.  
Эти параметры моста соответствуют средней рабочей частоте полосы частот.  
Потерями моста (L0.3дб) можно пренебречь.  
Определяем разброс параметров диодов в паре.  
Для проектируемого БС полагаем диоды подобранными в пары с разбросом rвых СД согласно формуле:  
r= rвых СД1/ rвых СД21+ 30/ rвых СД min,  
r= 1+ 30/440= 1.07 и разбросом Lпр.б, при котором L= 0.5дб.  
5.Находим rБС ср= 0.5 rвых СДср = 270 ом и принимаем LБС max = Lпрmax = 6дб.  
nбс = nш = 0.85.  
6. Рассчитываем величину :  
Lr(дб) = 0.12 + 0.5 + 10lg1.07 = 0.92дб. По графику рис.7.22.[2] определяем коэффициент подавления шума гетеродина  
Sш = 26дб.  
7.Находим необходимую мощность гетеродина на входе БС по формуле:  
Рг =123 =6мВт (при расчете оптимальной мощности гетеродина полагается равной паспортной Ргопт =3мВт).  
8.Определяем шумовое отношение по формулам:  
ma =10lgnгс10RTo ,  
где nгс - относительный спектр мощности шума,  
ma - выбирается в пределах 100-180 дб/Гц,  
R - постоянная Больцмана. R =1.3810 дж/К.  
То = 273 К.  
nгс = ant lg (ma /10)/10 RTo = ant lg (-180/10)/(101.3810273) = 25дб/Гц.  
nг = nгс Рг.  
nг = 256 = 150.  
9.Рассчитываем коэффициент шума по формуле:  
N= LL(n+ n/ LLS+ N-1),  
где L- потери СВЧ моста, L=1,  
nг - шумовое отношение. nг = 150.  
n- шумовое отношение БС. n= 0.85.  
S- коэффициент подавления шума гетеродина. S= 26дб.  
N- коэффициент шума УПЧ. N= 4.  
L- затухания в системе.  
N= 1= 12дб.  
Гетеродин выбираем по таблице 8.4, приведенной на стр.364[2]. Исходными данными является рабочая частота , выходная мощность мВт, и диапазон электрической перестройки частоты(механической перестройки частоты не требуется, так как передатчик работает на фиксированной частоте 17.5 Ггц). Полагаем и =-= 35Мгц, =+=17535Мгц, т.е. рабочая частота гетеродина составляет 17535Мгц, диапазон перестройки = 35 Мгц.  
Итак, выбираем гетеродин типа VSX-9012, имеющий параметры:  
-рабочая частота : 12.4-18Ггц.  
-диапазон механической перестройки: = 0Мгц.  
-диапазон электрической перестройки: =1000Мгц.  
-выходная мощность гетеродина: 50мВт.  
-напряжение питания: U= 8В.  
-ток питания: I= 0.4 А.  
В генераторах на диодах Ганна с полосковой и микрополосковой конструкцией используют электрическую перестройку частоты. Наиболее распространенным методом такой перестройки является включение варактора в колебательную систему гетеродина. Варактор представляет собой диод с нелинейной емкостью, величина которой изменяется при изменении отрицательного смещения Uов на нем. Таким образом изменяют резонансную частоту колебательной системы и осуществляют электрическую перестройку частоты. Достоинством такого метода перестройки является практически полное отсутствие потребление тока по цепи управления частотой. В схему генератора варактор можно включать последовательно или параллельно СДГ (рис.11). Колебательная система ГДГ включает в себя все реактивные элементы ДГ и варактора, а также настроечно- согласующую секцию, состоящую в выходной линии и разомкнутого параллельного шлейфа длиной lшл . Цепь СВЧ от цепей постоянного тока развязывают режекторные фильтры РФ.

Эквивалентная схема на диоде Ганна с последовательным включением варактора для перестройки частоты.  
6.Проектирование и расчет УПЧ.  
1) Коэффициент усиления по мощности преселектора.  
К= КККрурч КрКрпч:  
Где К=0.9, Курч =30; К ККрпч- соответственно определяем по вычисленным ранее значениям ранее затуханиям сигналов  
в этих устройствах.  
К= 1/L  
Lузп= 0.8дб =1.21 К=0.825,  
Lупзк= 0.66дб = 1.16 Кр= 0.85,  
L пч = 6дб = 4 Крпч = 0.25.  
К= 0.9= 56.5дб.  
2)Мощность сигнала на входе на входе УПЧ при чувствительности Рап=15.510Вт , составит:  
Р= 15.5105 = 77.510.  
3)Напряжение сигнала на входе 1-го каскада УПЧ, при согласовании этого каскада со смесителем, равно:  
Uвхп= , где g= Zм(ом)- входная проводимость транзистора, который будет использоваться в УПЧ. Для УПЧ используют биполярные транзисторы.  
В качестве транзистора выбираем ГТ 309А (по таблице приложения 4[2]), т.к. 0.3= 27Мгц. = 90 Мгц и выполняется условие (2-3).  
Параметры ГТ 309А:  
= 120Мгц, 0.3= 27Мгц, = 30 мА/В, g= 2 мСм, С= 70пф, g= 6мкСм, С= 8пф, С= 2пф, h= 50, Nм= 5дб, Iкбо= 2мкА.  
4)Требуемый коэффициент усиления:  
Ко= Uвых/Uвх п,  
где Uвых - выходное напряжение ПЧ, равное входному напряжению детектору (0.01в).  
5)Для обеспечения избирательности по соседнему каналу применяют фильтр сосредоточенной селекции (ФСИ) на ПЧ , т.к. ФСИ может дать лучшую избирательность , чем УПЧ с распределенной избирательностью. При этом каскад УПЧ содержит каскад с ФСИ, который обеспечивает требуемую избирательность и ряд апериодических или слабоизбирательных каскадов, создающих основное усиление на ПЧ.  
Исходные данные:  
= 35Мгц- промежуточная частота,  
П= 710Кгц- полоса пропускания,  
=20дб- ослабление соседнего канала.  
Рис. 13.Принципиальная схема каскада с ФСИ.  
6)Определим величину :  
= ;  
где - промежуточная частота,  
d- собственное затухание контура,  
П- полоса пропускания УПЧ.  
d = 0.004, П = 1Мгц.  
= = 0.38  
7) Задаемся числом звеньев и в качестве начального приближения выбираем n= 4.  
8)Находим ослабление на границе полосы пропускания, обеспечиваемое одним звеном:  
Sеп1= Sеп/n, где Sеп- ослабление на границе полосы пропускания.  
Sеп = 3дб.  
Sеп1=3/4 = 0.75  
9)По графикам рис.6.4 (стр.284[2]) для = 0.38 и Sеп1= 0.75 находим параметр .  
= 0.83.  
10) Определим разность частот среза:  
= = 1.4Мгц/0.83 = 1.7Мгц.  
11)Определим вспомогательные величины yи :  
y= ;  
= ;  
y= 2/1.7= 1.65; = 0.260.83 = 0.2  
12)По графику рис.6.3 находим для = 0.2 и y= 1.65:  
S= 8дб.  
13)Определяем расчетное ослабление соседнего канала, задавшись величиной :  
S= n,  
где ?S- ухудшение избирательности из-за рассогласования фильтра с источником сигнала и нагрузкой.  
S= 48дб - 3дб = 29 дб20дб.  
14)Для расчета элементов фильтров зададимся величиной номинального характеристического сопротивления: Wo= 10кОм.  
15)Вычисляем коэффициенты трансформации по формулам: