Усилитель звуковых частот

 

           В  данной схеме используются резисторы  МЛТ-0,25 с точностью не хуже 2% и  конденсаторы КМ-5,КМ6 с точностью не хуже2%.

 

 

 

 

 

 

 

3.2 Расчёт промежуточного каскада  усилителей (регуляторы тембра, громкости,  баланса)

 

           3.2.1 Расчёт регулятора тембра

           В  ТЗ задан одинадцатиполосный  регулятор тембра. Из справочника  выбираем регулятор , собранный на ОУ типа К153УД1, функциональная схема которого приведена на рис. 3.2:

Рисунок 3.2

           Номинальное  входное напряжение………………..0,8 В

           Количество частот регулирования………………...11

           Частоты  регулирования…………………………….30, 56, 104, 194,360,

                                                                                                 671,1249,2325,4328,                                                                                                     

                                                                                                 8057, 15000 Гц

           Пределы регулирования АЧХ……………………… Коэффициент гармоник в диапазоне частот20 – 20 кГц…0,01%

           Перегрузочная способность, не менее……………..10 дБ

           Отношение сигнал-шум (невзвешенное)…………..70 дБ

           Входное сопротивление……………………………..1 кОм

           Выходное сопротивление……………………………1 кОм

           Напряжение  питания…………………………………

          Ток потребления……………………………………...250 мА

           Схема, приведенная на рис. 3.2, специально разработана для коррекции  комнатных резонансов и резонансов  акустических систем. Эквалайзер  содержит одиннадцать активных  полосовых фильтров, что позволяет получить достаточно гибкую АЧХ. Каждый фильтр Z содержит два конденсатора С1, С2, два резистора R1, R2 и один операционный усилитель DA1. Резонансные частоты фильтров выбраны такими, что отношение частот соседних фильтров приблизительно равно 1,86. При этом полосы пропускания фильтров перекрываются так, чтобы обеспечить горизонтальную АЧХ всего регулятора, и нулевой фазовый сдвиг в точках перехода фильтров. Это достигнуто тем, что фазовое опережение одного фильтра компенсируется фазовым запаздыванием другого. ДобротностьQ фильтров, дающая плоскую АЧХ, равна 1,25. При этом полоса пропускания эквалайзера по уровню –3дБ составляет 18 Гц…21 кГц. Добротность Q=1,25 предопределила усиление фильтра, которое в этом случае должно быть равно 3 (R2/2R1).

           Выходные сигналы полосовых фильтров объединяются на входе суммирующего усилителя на ОУ DA1. В среднем положении движков резисторов R4 АЧХ эквалайзера горизонтальна, а коэффициент передачи равен единице. Максимальная регулировка АЧХ в полосе каждого фильтра составляет 12 дБ и определяется резисторами R3 и R4.

           В данной схеме используются  резисторы МЛТ-0,25 с точностью  не хуже 2% и конденсаторы КМ-5,КМ6 с точностью не хуже2%. Номиналы  конденсаторов С1, С2 для всех  одинадцати фильтров приведены в табл. 3.1

                                                                                                                      Таблица 3.1

Фильтр	Резонансная частота, Гц	С1=С2, пФ	Фильтр	Резонансная частота, Гц	С1=С2, пФ
Z1 Z2 Z3 Z4 Z5 Z6	30 56 104 194 360 671	180000 100000 47000 27000 15000 7500	Z7 Z8 Z9 Z10 Z11	1249 2325 4328 8057 15000	3900 2200 1200 560 330

 

           Так как номинальное напряжение  питания каждого ОУ  15 В, а в ТЗ дано    напряжение 24 В, то необходимо рассчитать делители на резисторах:

  Примем R₂=100 кОм, тогда

 

3.2.2 Расчёт  регулятора баланса

 

           Разбаланс сопротивлений сдвоенных  переменных резисторов достигает ±6 дБ, что вызывает разбаланс уровней сигналов в каналах и разссогласование АЧХ при введении тонкомпенсации. Коэффициент усиления каналов можно выравнить регулятором стереобаланса, но сбалансировать АЧХ с помощью обычных органов управления не удается. Кроме того, нередко бывает довольно сложно найти сдвоенный резистор с необходимыми номиналом и законом регулирования громкости. От указанных недостатков свободен регулятор баланса на базе галетного переключателя, позволяющий создать необходимый закон регулирования и при попарном подборе резисторов делителя иметь незначительный разбаланс каналов.

Как известно, использование  для регулировки стереобаланса  переменных резисторов с линейной зависимостью вызывает значительное ослабление сигнала f около 6 дБ). Применение специальных резисторов с зависимостью Е/И не всегда возможно из-за отсутствия необходимых номиналов. Построение регулятора баланса на базе галетного переключателя также позволяет легко получить «переменный резистор» нужного номинала с требуемым законом регулирования.

           Резистор R1 и соответствующий ему во втором канале служат для уменьшения взаимного влияния каналов.

С учетом сказанного, разработан регулятор баланса с  применением переключателей галетного типа, схема одного канала которого показана на

рис. 3.3.  Он имеет следующие основные технические характеристики:

Номинальное входное напряжение .........      200 мВ

Номинальное выходное напряжение     ........      200 мВ

Тонкомпенсация   (при   уровне   громкости  — 40 дБ)   на   частоте

100 Гц      ................      ±8 дБ

Регулировка стереобаланса ...........      ±8 дБ

 

 

Рисунок 3.3

 

 

3.2.3 Расчёт  регулятора громкости

 

           Регуляторы  громкости предназначены для  выравнивания громкости звучания  звуковой картины в соответствии  с субъективными свойствами слуха. Как правило, это выравнивание заключается в искусственном поднятии составляющих НЧ и ВЧ при малом уровне звука.

           По техническому заданию выбираем  интегральную микросхему TDA 8196 фирмы SGS-Thomson выполненную в корпусе DIP с 8 выводами, и представляет собой двухканальный (стереофонический) регулятор громкости. Типовая схема подключения приведена на рис. 3.4. Входное напряжение не должно превышать величины в 1,3 В.

Некоторые из основных параметров такие:

U_ccmin = 3 V;

U_ccmax = 16 V;

I_cc0(U_in = 0) = 12 mA;

BW = 20 – 20 kHz;

U_outmax = 1,3 V;

THD(U_out = 1 V, f = 1 kHz) =  0,01 %;

R_in = 10 kW.

Рисунок 3.4

 

           Так как номинальное напряжение  питания данной микросхемы  16 В, а в ТЗ дано напряжение 24 В, то необходимо рассчитать  делители на резисторах:

Примем R₂=100 кОм, тогда

           В данной схеме используются  резисторы МЛТ-0,25 с точностью  не хуже 2% и конденсаторы КМ-5,КМ6 с точностью не хуже2%.

 

3.2.4 Расчёт индикатора  уровня

 

           Технические характеристики индикатора уровня:

           Число индицируемых уровней………………………… 5

           Время интеграции……………………………………….10 мс

           Время обратного хода…………………………………...1,5 с

           Диапазон входных напряжений………………………...0,6 – 9 В

           Напряжение питания…………………………………….10 В

           Ток потребления………………………………………….30 мА      

           Измеритель состоит из детектора  (VD1, VT1) и каскада индикации (VT2, HL1 – HL5). При возрастании сигнала на входе устройства напряжение на конденсаторе С2 увеличивается (относительно 10 В). При этом последовательно будут загораться светодиоды HL3, HL2, HL1. При дальнейшем росте входного сигнала открывается транзистор VT2 и загорается светодиод HL4 и затем HL5. Характер зависимости определяется выбором номиналов резисторов R3 – R6.

           Применены резисторы МЛТ-0,25, конденсаторы  К53-1, К50-6, светодиоды АЛ307Б.

           Принципиальная схема данного  индикатора приведена на рис. 3.5

Рисунок 3.5

Так как номинальное  напряжение питания данного индикатора  10 В, а в ТЗ дано напряжение 24 В, то необходимо рассчитать делители на резисторах:

    Примем R₂=100Ом, тогда 

 

3.3 Расчёт входных (предварительных)  усилителей

На рис. 3.6 приведена структурная схема, включающая пять предварительных усилителей с параметрами входов: чувствительностью и входным сопротивлением, а также с требуемым выходным напряжением.

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

 

Рисунок 3.6

Определим необходимые  коэффициенты усиления:

   

                          

           На рис. 3.7 показана типовая схема неинвертирующего линейного УЗЧ на интегральном ОУ с однополярным питанием. Резисторы R1, R2 задают напряжение на неинвертирующем входе ОУ DA1, равное половине напряжения

 

 

 

питания, а R3, R4 составляют цепь ООС, которая определяет коэффициент усиления: .

Входное сопротивление  усилителя равно:

 

Рисунок 3.7

           Выберем  К153УД1 – операционный усилитель  среднего класса точности. Характеризуется высоким коэффициентом усиления напряжения, малым выходным сопротивлением. Приведем основные параметры:

U_ип=±8.1…±16,5 В

U_см= 7,5 мВ

I_вх= 1,5 мкА

К_ос=65 дБ

R_вх=500 кОм

Р_пот=150 мВт.

 

Так как номинальное  напряжение питания каждого ОУ 15 В, а в ТЗ дано напряжение 24 В, то необходимо рассчитать делители на резисторах:

Примем R₂=100 кОм, тогда

 

 

Для ПУ1 выбираем: R_вх= 220 кОм

К_U=1

R3 = 1кОм

           Исходя из полученного значения  сопротивления R₄, получается, что его нужно закоротить.

 R1 = R2 = R_вх× К_U =220×1=220 кОм

 

Для ПУ2 выбираем: R_вх= 350 кОм

К_U=2

R3 = 1 кОм,

R1 = R2 = R_вх× К_U =350×2=700 кОм

Для ПУ3 выбираем: R_вх= 47 кОм

К_U=50

R3 = 1 кОм,

R1 = R2 = R_вх× К_U =47×50=2350 кОм

 

Для ПУ4 выбираем: R_вх= 470 кОм

К_U=1

R3 = 1кОм

           Исходя из полученного значения сопротивления R₄, получается, что его нужно закоротить.

 R1 = R2 = R_вх× К_U =470×1=470 кОм

 

Для ПУ5 выбираем: R_вх= 100 кОм

К_U=1

R3 = 1кОм

           Исходя из полученного значения  сопротивления R₄, получается, что его нужно закоротить.

 R1 = R2 = R_вх× К_U =100×1=100 кОм

            Для коммутации входов из справочника  выбираем микросхему: 

190 КТ1 ( КО.347.013 ТУ)

           Схема  коммутатора приведена на рис. 3.8.

 

 

Рисунок 3.8

           U – информационные входы;

           3 –  входы управления;

           Q – выход;

           U_вх= 10 В;  I_вх=10 мА;  U_см=+4 В;  U_п=+5 В.

           Так как номинальное напряжение  питания данной микросхемы  5 В,  а в ТЗ дано напряжение 24 В, то необходимо рассчитать делители на резисторах: